Společnou nevýhodou kompenzačních stabilizátorů napětí je jejich nízká účinnost způsobená ztrátami v tranzistorech regulačního prvku, což navíc vyžaduje výkonné chladiče, které jsou rozměrově a hmotnostně podstatně větší než samotné stabilizátory. Pokročilejším technickým řešením jsou pulzní stabilizátory napětí (VST), u kterých tranzistory ovládacích prvků pracují v režimu klíče. Při použití vysokofrekvenčních tranzistorů je problém účinnosti a hmotnostně-rozměrových charakteristik u takových stabilizátorů vyřešen poměrně radikálně.
Existují tři hlavní obvody ISN: sériové ISN typu bucking (obr. 12.15), paralelní ISN typu boosting (obr. 12.16) a paralelní invertující typ (obr. 12.17). Všechny tři obvody obsahují akumulační tlumivku L, ovládací prvek 1, blokovací diodu VD, ovládací prvky 2, 3 a filtrační kondenzátor C.
Sestupný spínací sériový regulátor je vyroben podle blokového schématu znázorněného na Obr. 12.15, ve kterém jsou řídicí prvek 1 a induktor L zapojeny do série se zátěží Rn. Jako RE je použit tranzistor pracující ve spínacím režimu. Při otevření tranzistoru po dobu T„ se energie ze vstupního zdroje stejnosměrného proudu Ui (nebo usměrňovače s výstupním napětím Uo) přes induktor L přenese do zátěže, ve které je energie uložena. Při sepnutí tranzistoru na dobu Tp se energie akumulovaná v induktoru přenese do zátěže přes diodu VD. Spínací (převodní) perioda je rovna T=Ti+Tn. Spínací (převodní) frekvence F=1/T. Poměr doby trvání otevřeného stavu tranzistoru, při kterém je generován napěťový impuls o trvání Ti, k spínací periodě T se nazývá pracovní cyklus K3=Ti/T.
V pulzním stabilizátoru tedy regulační prvek 1 převádí (moduluje) vstupní stejnosměrné napětí Ui na řadu po sobě jdoucích pulzů o určité délce a frekvenci a vyhlazovací filtr sestávající z diody VD, induktoru L a kondenzátoru C. demoduluje je na stejnosměrné napětí Uo. Při změně výstupního napětí Uo nebo zatěžovacího proudu Rn ve stabilizátoru pulsů pomocí zpětnovazebního obvodu skládajícího se z měřicího prvku 3 a řídicího obvodu 2 se změní doba trvání pulsu tak, že výstupní napětí Uo zůstane nezměněno (s určitou mírou přesnosti).
Pulzní provozní režim umožňuje výrazně snížit ztráty v ovládacím prvku a tím zvýšit účinnost napájecího zdroje, snížit jeho hmotnost a rozměry. To je hlavní výhoda pulzních stabilizátorů oproti kontinuálním kompenzačním stabilizátorům.
Pulzní paralelní stabilizátor (typ boost) je vyroben podle blokového schématu na Obr. 12.16, ve kterém je ovládací prvek 1 zapojen paralelně se zátěží Rn. Když je řídicí tranzistor otevřený, proud z napájecího zdroje Ui protéká induktorem L a ukládá v něm energii. Dioda VD je v sepnutém stavu a proto neumožňuje vybití kondenzátoru C přes otevřený řídicí tranzistor. Proud do zátěže během této doby pochází pouze z kondenzátoru C. V okamžiku, kdy se sepne řídicí tranzistor, se sečte vlastní indukční emf induktoru L se vstupním napětím a energie induktoru se přenese do zátěž a výstupní napětí je větší než vstupní napájecí napětí Ui. Na rozdíl od schématu na Obr. 12.15 zde induktor není filtrační prvek a výstupní napětí je větší než vstupní napětí o hodnotu určenou indukčností induktoru L a dobou otevření řídicího tranzistoru (nebo pracovním cyklem řídicích impulsů).
Řídicí obvod stabilizátoru na Obr. 12.16 je konstruován tak, že např. při zvýšení vstupního napájecího napětí Ui se doba otevřeného stavu řídicího tranzistoru zkrátí o takovou hodnotu, že výstupní napětí Uo zůstane nezměněno.
Pulzní paralelní invertující stabilizátor je vyroben podle blokového schématu na Obr. 12.17. Na rozdíl od schématu na Obr. 12.16 je zde induktor L zapojen paralelně se zátěží Rn a řídicí prvek 1 je s ní zapojen do série. Blokovací dioda odděluje filtrační kondenzátor C a zátěž Rn od stejnosměrného ovládacího prvku. Stabilizátor má tu vlastnost, že mění (invertuje) polaritu výstupního napětí Uo vzhledem k polaritě vstupního napájecího napětí.
Pulzní stabilizátory, v závislosti na způsobu ovládání řídicího tranzistoru, mohou být vyrobeny s pulzně šířkovou modulací (PWM), pulzně frekvenční modulací (PFM) nebo reléovým řízením. U stabilizátorů PWM se trvání pulsu Ti během provozu mění, ale spínací frekvence zůstává nezměněna; u stabilizátorů PFM se spínací frekvence mění, ale trvání pulsu Ti zůstává konstantní; U reléových stabilizátorů se v procesu regulace napětí mění jak doba trvání impulsů, tak jejich opakovací frekvence.
V praxi nejpoužívanější je sekvenční ISN (obr. 12.15), u kterého je akumulační tlumivka zároveň prvkem vyhlazovacího LC filtru. Ve stabilizátorech na Obr. 12.16 a 12.17 se induktor L nepodílí na vyhlazování zvlnění výstupního napětí. V těchto schématech je vyhlazení zvlnění dosaženo pouze zvýšením kapacity kondenzátoru C, což vede ke zvýšení hmotnosti a rozměrů filtru a zařízení jako celku.
Statická regulační charakteristika určená pro stabilizátor na Obr. 12.15 podle vzorce Uo/Ui=Kз (1 - Kg), je přímka, jejíž strmost závisí (bez zohlednění ztrát v řídicím tranzistoru a diodě) na poměru činných odporů tlumivky a zatížení Kg=Rd/Rn. Zatěžovací napětí Uo je určeno relativní dobou trvání řídicích impulsů (při konstantní Ui) a nemůže být větší než napájecí napětí a linearita této charakteristiky odpovídá podmínkám pro stabilní provoz ISN.
Podívejme se na hlavní prvky ISN na Obr. 12.15. Začněme hlavním blokem, jehož schéma je na Obr. 12.18.
Blok obsahuje výkonovou část a regulační prvek na tranzistoru VT1, ovládaný spínačem na tranzistoru VT2 (dioda VD2 slouží k ochraně přechodu báze VT2 s velkým záporným vstupním řídicím signálem). Odpor rezistoru R1 se volí z podmínky zajištění uzavřeného stavu tranzistoru VT1 (100...900 Ohmů), a R2 - přibližně z podmínky kbUi=R2 Ikmax kde k=l,5...2 je bezpečnostní faktor nasycení; b, Ikmax - proudový zesilovací faktor a maximální pulzní kolektorový proud tranzistoru VT1. Odpor rezistoru R3 se volí obdobným způsobem, ale ve výpočtech je Ui nahrazen amplitudou řídicího impulsu funkčního generátoru. Všimněte si, že při výběru počtu tranzistorů RE se můžete řídit doporučeními uvedenými pro obvod na obr. 12.12.
Výchozí údaje pro volbu parametrů obvodu na Obr. 12.18 jsou:
napětí Ui a meze jeho změny; vnitřní odpor Ri zdroje Ui; jmenovité výstupní napětí stabilizátoru Uo a přípustné meze jeho seřízení; maximální Inmax a minimální Imin zatěžovací proudy, přípustná amplituda zvlnění výstupního napětí stabilizátoru; stabilizační koeficient Kn a vnitřní odpor Ro; maximální teplotní odchylka napětí Uo atd. Postup výběru parametrů je následující:
1. Zvolte převodní kmitočet F (až 100 kHz, pro model - jednotky kilohertz) a vezměte přibližně účinnost = 0,85...0,95.
2. Určete minimální a maximální hodnoty relativní doby trvání (pracovní faktor) napěťového impulsu na vstupu filtru:
3. Z podmínky zachování režimu spojitosti induktorových proudů určíme
minimální indukčnost
4. Vypočítejte součin LC ze zadané hodnoty napětí zvlnění U„
odkud pak zjistíme kapacitu kondenzátoru C.
LC součin určuje nejen úroveň zvlnění, ale také povahu přechodových jevů výstupního napětí po zapnutí stabilizátoru.
Na Obr. Obrázek 12.19 ukazuje výsledky simulace obvodu na Obr. 12.18 s následujícími údaji: F=1 kHz, K=0,5, Rn=100 Ohm, L=200 mH, C=100 uF (pro obr. 12.19, a) a C=1 uF (pro obr. 12.19, b) . Jak je patrné z obrázků, při poměrně velké hodnotě součinu LC má přechodová odezva zkoumaného obvodu oscilační charakter, což vede k rázům výstupního napětí, což může být pro spotřebitele (zátěž) nebezpečné.
Přejděme k další funkční jednotce ISN - řídicímu obvodu a měřicímu prvku. V tomto případě je vhodné zvážit vlastnosti modulátorů používaných v ISN.
Spínací stabilizátory s PWM mají ve srovnání se stabilizátory ostatních dvou typů následující výhody:
Vysoká účinnost a optimální frekvence konverze jsou zajištěny bez ohledu na napětí primárního zdroje energie a proud zátěže; frekvence zvlnění při zátěži je konstantní, což je významné pro řadu spotřebitelů elektřiny;
Je realizována možnost současné synchronizace převodních frekvencí neomezeného počtu ISN, což eliminuje riziko frekvenčních úderů při napájení několika ISN ze společného primárního zdroje stejnosměrného proudu. Navíc, když ISN pracuje na neregulovaném převodníku (například výkonovém zesilovači), je možné synchronizovat frekvence obou zařízení.
Nevýhodou ISN s PWM oproti stabilizátoru reléového typu je složitější řídicí obvod, který obvykle obsahuje přídavný hlavní oscilátor.
Pulzní stabilizátory s PFM, i když nemají významné výhody oproti jiným typům ISN, mají následující nevýhody:
О složitost implementace frekvenčních regulátorů v širokém rozsahu, zejména při velkých změnách napájecího napětí a zatěžovacího proudu;
Není zde možnost realizace výše uvedených výhod PWM řídicího systému.
Poslední nedostatek se týká i reléových (resp. dvoupolohových) ISN, které se rovněž vyznačují poměrně velkým zvlněním napětí na zátěži (u stabilizátorů s PWM nebo PWM lze zvlnění výstupního napětí v zásadě snížit na nulu, což je nemožné dosáhnout u reléových stabilizátorů).
V obecném případě blok 3 (obr. 12.20) obsahuje napěťový dělič, zdroj referenčního napětí ION, porovnávací prvek a chybný zesilovač. Tyto prvky plní stejné funkce jako u kompenzačních stabilizátorů. U ISN s PWM je k těmto zařízením přidán synchronizační napěťový utvářeč (hlavní oscilátor) a prahové zařízení, pomocí kterého jsou generovány pulzy modulované v trvání. Doba trvání řídicího impulsu se mění modulací jeho náběžné nebo sestupné hrany.
Když je náběžná hrana modulována, lineárně se měnící synchronizační napětí se zvyšuje v každé periodě, a když se moduluje sestupná hrana, řídicí napětí v každé periodě klesá. Při modulaci hran synchronizační napětí stoupá a klesá v každé periodě. Tento typ modulace ve srovnání s jednosměrnou modulací umožňuje implementovat rychlejší ISN, protože v tomto případě okamžitá hodnota řídicího napětí ovlivňuje tvorbu hran.
Koeficient přenosu řídicího obvodu, který určuje vztah mezi změnami relativní doby trvání impulsů na vstupu vyhlazovacího filtru a napětím zátěže (pro PWM), je roven
poměry zesílení děliče napětí a chybového zesilovače; Uy je amplituda synchronizačního napětí.
Kompletní obvod ISN s prvky PWM je na Obr. 12.20. Dělič napětí je proveden na rezistorech R3, R4, zdroj referenčního napětí je na rezistoru R5 a zenerově diodě VD2, zesilovač chybového signálu je na OU1, prahové zařízení na OU2. Protože oba operační zesilovače jsou napájeny z unipolárního zdroje, aby odpovídaly úrovním v klíčovém stupni na VT2, je v obvodu emitoru zahrnut parametrický stabilizátor (VD3, R8). Jako master byl použit funkční generátor v režimu trojúhelníkového pulzu; Při modulaci na náběžné hraně je pracovní cyklus zvolen jako maximální (99 %), při modulaci na sestupné hraně - jako minimální (0,1 %), při modulaci na obou hranách - 50 %. Na Obr. Obrázek 12.21 ukazuje výsledek modelování procesu generování řídicích impulsů během modulace podél náběžné hrany.
Na Obr. 12.21 byly výsledky získány při Rn = 100 Ohm a Ui = 20 V. Jak je vidět z Obr. 12.21 se ihned po zapnutí zdroje vytvoří řídicí impulsy maximální délky, poté nastane dlouhá pauza v důsledku kladného skoku výstupního napětí Uo, poté opět začíná nucený režim v důsledku záporného skoku Uo. Ustálený režim tvorby řídicího impulsu nastává po několika periodách řídicího signálu hlavního oscilátoru.
Testovací úlohy
1. Pro obvod na Obr. 12.18 získejte závislost Uo=f(K,) při F=1 kHz, Uy=3 V (unipolarita řídicích obdélníkových impulsů je zajištěna nastavením konstantní složky Offset=3 V na funkčním generátoru, pracovní cyklus K se nastaví pomocí výběr parametru Duty cycle), Ui= 30 V, Rn=100 Ohm, L=100 mH, C=100 µF.
2. Pro obvod na Obr. 12.18 prostudujte závislost tvaru přechodových dějů na aktivním ztrátovém odporu Rd, včetně odporu 0,1... 10 Ohm v sérii s induktorem.
3. Prozkoumejte ISN podle schématu na Obr. 12.20 při modulaci sestupné hrany současně podél náběžné a sestupné hrany a porovnat výsledky v době, kdy zařízení dosáhnou ustáleného stavu.
4. Pro každý způsob generování řídicích signálů v ustáleném stavu získejte závislost periody generování řídicích signálů na zatěžovacím odporu Rn v rozsahu 10... 1000 Ohmů a vstupním napětí Ui v rozsahu 15.. 0,40 V.
Použití obvodů pro posun úrovně umožňuje PWM regulátoru řídit napětí vyšší, než je jeho vlastní napájecí napětí.
Nejčastěji používaným spínacím regulátorem je buck měnič napětí, který efektivně převádí vysoké napětí na nízké napětí. Na Obr. Obrázek 1 ukazuje typický obvod buck konvertoru, ve kterém hradlo N-kanálového MOSFETu, Qi, vyžaduje plovoucí řídicí napětí. Vyrovnávací paměť signálu s plovoucí úrovní je součástí IC řadiče PWM (Pulse Width Modulation). Tranzistor Q 1 může být buď N- nebo P-kanál, v závislosti na výrobních vlastnostech regulátoru. V každém případě napájecí napětí IC nesmí být nižší než vstupní napětí, což představuje vážná omezení na hodnotu vstupního napětí v tomto obvodu.
Ve schématu na Obr. 2 používá jednoduchý stupeň posouvání úrovně, který umožňuje řízení propustného tranzistoru buck měniče pomocí nízkonapěťového řídicího čipu. Protože obvod pro posun úrovně izoluje PWM IC od zdroje vysokého napětí, lze na tomto principu sestavit měniče s libovolně velkým vstupním napětím.
PWM IC s nízkofrekvenčními měniči může řídit N-kanálové MOSFETy, protože mají kladné budicí napětí mezi zdrojem a hradlem. Ve schématu na Obr. 2, tranzistor P-kanálu je použit jako tranzistor MOSFET na vysoké straně; a pro něj musí být řídicí napětí mezi zdrojem a hradlem záporné. Proto by měl být výstupní signál z PWM regulátoru invertován. Konfigurace přepínačů komplementárních MOSFETů Q 2 a Q 3 bude fungovat s jakýmkoli typem propustného tranzistoru, i když lze použít i invertující budič.
Kondenzátor C 2 provádí posun úrovně. Jeho hodnota musí být dostatečně velká, aby udržela náboj na konverzní frekvenci, ale dostatečně malá, aby napětí na ní sledovalo změny vstupního napětí. Přes rezistor R 1 a P-kanál MOSFET tranzistor Q 3 se kondenzátor C 2 nabíjí na napětí
V C = V IN -V CC,
kde VC je napětí na C2, VIN je vstupní napětí a VCC je napájecí napětí komplementárního páru Q2 a Q3 a PWM IC. Napájecí napětí musí být menší než stabilizační napětí zenerovy diody D2. Jinak v těch okamžicích, kdy bude tranzistor Q2 v otevřeném stavu, přes zenerovu diodu D2 a kondenzátor C2, což povede ke snížení účinnosti obvodu. Zenerova dioda D 2 omezuje napětí na C 2 na hodnotu získanou z výše uvedeného vzorce. Když je tranzistor Q3 zapnutý, zenerova dioda D2 se stane předpjatou, pokud se napětí pokusí zvýšit. Napětí mezi zdrojem a hradlem tranzistoru Q 1 v tomto obvodu je 0 V, když je tranzistor Q 3 zapnutý, a -V CC, když je tranzistor Q 2 zapnutý.
Rezistor R1 zajišťuje, že kapacita hradla-zdroje tranzistoru Q1 je vybitá, což umožňuje, aby tranzistor Q1 zůstal vypnutý, když je na výstupu vyrovnávacího stupně přítomno vysoké výstupní napětí. Zenerova dioda D 2 omezuje napětí mezi zdrojem a hradlem tranzistoru Q 1 na 12 V bez ohledu na vstupní napětí stabilizátoru. Kondenzátor C 2 vyhlazuje zvlnění napětí na hradle tranzistoru Q 1, takže parametry obvodu ovládání hradla budou stejné jako parametry samotného obvodu komplementárního spínače. Přepínač úrovně proto neklade žádná omezení na použitý tranzistor MOSFET.
Na Obr. Na obr. 3 je praktické zapojení snižovacího měniče napětí využívající uvažovaný princip řízení propustného tranzistoru. Vstupní napětí převodníku může být v rozsahu od 18 V do 45 V, s výstupním napětím 12 V a maximálním zatěžovacím proudem 1,5 A. Převodník využívá dopředný a flyback PWM řídící čip LM5020-1 od National Semiconductor .
Dotyčný obvod má všechny stejné součásti jako předchozí obvody, ale jsou přidány některé další funkce, jako: filtrování vstupního napětí kondenzátorem C 9; omezení rázů vstupního napětí pomocí rezistorů R 2 a R 7; zajištění měkkého startu pomocí kondenzátoru C 3; schopnost upravit převodní frekvenci pomocí rezistoru R3 (pro frekvenci 500 kHz bude její hodnota 12,7 kΩ); kompenzace zpětné vazby s kondenzátory C 7, C 8 a rezistorem R 6; a nastavení hodnoty výstupního napětí pomocí rezistorů R9 a R10.
Čip LM5020-1 je navržen tak, aby pracoval v režimu řízení proudu, ale v tomto obvodu pracuje v režimu řízení napětí. Pro generátor rampového napětí je použit interní zdroj referenčního proudu se špičkovou hodnotou 50 A, který kompenzuje nelinearitu proudového signálu. Tento proud protékající odporem 5,11 kΩ R 4 a vnitřním odporem 2 kΩ slouží ke generování pilového signálu se špičkovým napětím (50 ´A×2 kΩ+5,11 kΩ)≈300 mV na CS výstup (pin 8). Na vývodu COMP (vývod 3) je tento rampový signál porovnáván s chybovým výstupním napětím vývodu COMP, což má za následek signál s požadovanou šířkou impulsu pro buzení propustného tranzistoru Q 1 .
Na Obr. Obrázek 4 ukazuje schémata napětí pro uvažovaný obvod. Kanál 1 osciloskopu (horní graf) ukazuje řídicí signál generovaný čipem LM5020-1. Kanál 2 (střední graf) ukazuje odpovídající napětí na výstupu vyrovnávacího stupně push-pull. Kanál 3 (spodní graf) úroveň posunuté výstupní napětí stupně push-pull aplikovaného mezi hradlem a zdrojem tranzistoru Q1. Špičková hodnota napájecího napětí tranzistoru Q1 je rovna vstupnímu napětí a jeho amplituda je o 8 V vyšší než hodnota řídicího signálu produkovaného mikroobvodem LM5020-1. Všechny signály jsou čisté a mají rychlý vzestup a pokles. Účinnost tohoto obvodu je 86 % a 83 % při vstupních napětích 18 V a 45 V, resp.
Představujeme vám obvod sestavený na základě časovače NE 555 (domácí analog KR1006VI1).
Rýže. 1 obvod stabilizátoru napětí PWM
Schematický diagram stabilizátoru je znázorněn na Obr. 1. Generátor na DA1 ( NE 555), podobný tomu popsanému v, pracuje na principu fázového pulsu, protože Šířka pulzu zůstává nezměněna a rovná se stovkám mikrosekund a mění se pouze vzdálenost mezi dvěma pulzy (fáze). Vzhledem k nízké spotřebě proudu mikroobvodu (5...10 mA) jsem zvýšil odpor R4 téměř 5krát, což usnadnilo jeho tepelný režim. Klíčový stupeň na VT2, VT1 je sestaven podle obvodu „společný emitor - společný kolektor“, který minimalizoval pokles napětí na VT1. Výkonový zesilovač používá pouze 2 tranzistory, protože vysoký výstupní proud mikroobvodu (podle 200 mA) umožňuje přímo ovládat výkonné tranzistory bez emitorového sledovače. Rezistor R5 je nutné vyloučit proudem přes přechody emitor-báze VT1 a kolektor-
Obr.2
emitor VT2, které jsou pro otevřené tranzistory zapojeny jako dvě diody. Vzhledem k relativně nízkým otáčkám tohoto obvodu bylo nutné snížit frekvenci generátoru (zvýšení kapacity C1). Vstupní napětí by mělo být maximální možné, ale nemělo by překročit 40...50 V. Odpor rezistoru R8 lze vypočítat pomocí vzorce
Pokud je tedy vstupní napětí 40 V a na výstupu by se mělo měnit v rozmezí 0...25 V, pak je odpor R8 přibližně 6 kOhm. Nejvýznamnější nevýhodou spínacích stabilizátorů ve srovnání s lineárními je to, že díky pulznímu režimu provozu je na výstupu pozorován vysoký koeficient zvlnění („pískání“), který je velmi obtížné odstranit. Je vhodné zařadit další podobný filtr do série s filtrem L1-C3.
Nejvýznamnější výhodou tohoto obvodu je jeho vysoká účinnost a při zatěžovacím proudu až 200 mA není potřeba radiátor na VT1. Výkres desky plošných spojů stabilizátoru je uveden na Obr.2. Deska je připevněna k radiátoru pomocí k ní připájeného tranzistoru VT1, ale lze ji připevnit k šasi odděleně od tranzistoru. Délka připojovacích vodičů by v tomto případě neměla přesáhnout 10...15 cm.Rezistor R7
Importované, variabilní, místo toho můžete použít trimr nebo proměnnou, která je umístěna mimo desku. Délka vodičů v tomto případě není kritická. Tlumivka L1 je navinuta na kroužku o vnějším průměru 10...15 mm s drátem d=0,6...0,8 mm až do naplnění, tlumivka přídavného filtru je navinuta stejným drátem na cívce z transformátoru, počet otáček by měl být maximální. Tranzistor VT2 - libovolný průměrný výkon (KT602, KT817B...G).
Kondenzátor C1 je lepší než film (s nízkým únikem). Je vhodné naplnit škrticí klapku L1 parafínem, protože docela hlasitě to píská.
A. KOLDUNOV
Za posledních 10–20 let se počet spotřební elektroniky mnohonásobně zvýšil. Objevilo se obrovské množství elektronických součástek a hotových modulů. Požadavky na napájení se také zvýšily, mnohé vyžadují stabilizované napětí nebo stabilní proud.
Ovladač se nejčastěji používá jako stabilizátor proudu pro LED a nabíjení autobaterií. Takový zdroj nyní existuje v každém LED reflektoru, lampě nebo svítidle. Zvažme všechny možnosti stabilizace, od starých a jednoduchých až po nejúčinnější a nejmodernější. Říká se jim také vedené ovladače.
Pulsně nastavitelný DC
Před 15 lety jsem v prvním ročníku dělal testy z předmětu „Zdroje energie“ pro elektronická zařízení. Od té doby až dodnes zůstává mikroobvod LM317 a jeho analogy, které patří do třídy lineárních stabilizátorů, nejoblíbenější a nejoblíbenější.
V současné době existuje několik typů stabilizátorů napětí a proudu:
Na pulzním PWM regulátoru jsou charakteristiky obvykle od 3 do 7 ampér. Ve skutečnosti záleží na chladicím systému a účinnosti v konkrétním režimu. Zvýšením nízkého vstupního napětí se zvýší výstup. Tato možnost se používá pro napájecí zdroje s nízkým počtem voltů. Například v autě, když potřebujete z 12V udělat 19V nebo 45V. Se snížením je to jednodušší, výška se sníží na požadovanou úroveň.
Přečtěte si o všech způsobech napájení LED v článku „12 a 220V“. Schémata připojení jsou popsána samostatně, od nejjednodušších za 20 rublů až po plnohodnotné jednotky s dobrou funkčností.
Podle funkčnosti se dělí na specializované a univerzální. Univerzální moduly mají obvykle 2 proměnné odpory pro nastavení voltového a ampérového výstupu. Specializované nejčastěji nemají stavební prvky a výstupní hodnoty jsou pevné. Mezi specializovanými jsou běžné stabilizátory proudu pro LED, schémata zapojení jsou k dispozici ve velkém na internetu.
2596 Lm
LM2596 se stal oblíbeným mezi pulzními, ale podle moderních standardů má nízkou účinnost. Pokud je více než 1 ampér, je vyžadován radiátor. Malý seznam podobných:
Přidám moderní čínský sortiment, který má dobré vlastnosti, ale je mnohem méně obvyklý. Na Aliexpress pomáhá vyhledávání podle označení. Seznam sestavují internetové obchody:
Vhodné také pro čínské denní svícení DRL. Díky nízké ceně jsou LED diody připojeny přes odpor k autobaterii nebo automobilové síti. Napětí ale pulzně vyskočí až na 30 voltů. Nekvalitní LED diody takové nápory nevydrží a začnou umírat. S největší pravděpodobností jste viděli blikající DRL nebo běžící světla, kde některé LED nefungují.
Sestavení obvodu s vlastními rukama pomocí těchto prvků bude jednoduché. Jedná se především o stabilizátory napětí, které se zapínají v režimu stabilizace proudu.
Nezaměňujte maximální napětí celého bloku a maximální napětí PWM regulátoru. Nízkonapěťové 20V kondenzátory mohou být instalovány na blok, když má pulzní mikroobvod vstup až 35V.
Nejjednodušší způsob, jak vyrobit stabilizátor proudu pro LED vlastními rukama, je pomocí LM317; stačí vypočítat odpor pro LED pomocí online kalkulačky. Potraviny lze použít po ruce, například:
Výhody takového převodníku jsou nízká cena, snadný nákup, minimum dílů, vysoká spolehlivost. Pokud je obvod stávajícího stabilizátoru složitější, pak se jeho montáž vlastníma rukama stává iracionálním. Pokud nejste radioamatér, pak je jednodušší a rychlejší koupit stabilizátor pulzního proudu. V budoucnu jej lze upravit na požadované parametry. Více se dozvíte v sekci „Hotové moduly“.
Pokud máte zájem o ovladač pro LED 220V, pak je lepší si jej objednat nebo zakoupit. Mají průměrnou výrobní složitost, ale nastavení zabere více času a bude vyžadovat zkušenosti s nastavením.
Ovladač 220 LED lze odstranit z vadných LED žárovek, svítidel a reflektorů, které mají vadný obvod LED. Navíc lze upravit téměř jakýkoli stávající ovladač. Chcete-li to provést, zjistěte model regulátoru PWM, na kterém je převodník namontován. Typicky jsou výstupní parametry nastaveny odporem nebo několika. Pomocí datového listu se podívejte, jaký by měl být odpor, abyste získali požadované ampéry.
Pokud nainstalujete nastavitelný odpor vypočítané hodnoty, bude počet ampérů na výstupu nastavitelný. Jen nepřekračujte jmenovitý výkon, který byl uveden.
Často musím prohlížet sortiment na Aliexpress při hledání levných, ale vysoce kvalitních modulů. Rozdíl v ceně může být 2-3 násobek, čas se stráví hledáním minimální ceny. Ale díky tomu objednávám 2-3 kusy na testování. Nakupuji na recenze a konzultace s výrobci, kteří nakupují komponenty v Číně.
V červnu 2016 byl optimální volbou univerzální modul založený na XL4015, jehož cena byla 110 rublů s doručením zdarma. Jeho vlastnosti jsou vhodné pro připojení vysoce výkonných LED do 100 Wattů.
Okruh v režimu řidiče.
Ve standardní verzi je pouzdro XL4015 připájeno k desce, která slouží jako chladič. Chcete-li zlepšit chlazení, musíte na skříň XL4015 nainstalovat chladič. Většina lidí to dává navrch, ale účinnost takové instalace je nízká. Chladicí systém je lepší instalovat na spodní část desky, naproti místu, kde je pájen mikroobvod. V ideálním případě je lepší jej odpájet a umístit na plnohodnotný radiátor pomocí teplovodivé pasty. Nohy se nejspíš budou muset prodloužit dráty. Pokud regulátor vyžaduje tak vážné chlazení, bude ho potřebovat i Schottkyho dioda. Bude také muset být umístěn na radiátoru. Tato úprava výrazně zvýší spolehlivost celého obvodu.
Obecně moduly nemají ochranu proti nesprávnému napájení. To je okamžitě deaktivuje, buďte opatrní.
Aplikace (rolování) dokonce nevyžaduje žádné dovednosti nebo znalosti elektroniky. Počet vnějších prvků v obvodech je minimální, takže se jedná o dostupnou variantu pro každého. Jeho cena je velmi nízká, jeho schopnosti a aplikace byly mnohokrát testovány a ověřeny. Jen to vyžaduje dobré chlazení, to je jeho hlavní nevýhoda. Jediné, na co byste se měli mít na pozoru, jsou nekvalitní čínské mikroobvody LM317, které mají horší parametry.
Kvůli absenci přebytečného šumu na výstupu byly pro napájení vysoce kvalitních Hi-Fi a Hi-End DAC použity lineární stabilizační mikroobvody. U DAC hraje čistota napájení obrovskou roli, takže někteří k tomu používají baterie.
Maximální výkon pro LM317 je 1,5 A. Chcete-li zvýšit počet ampérů, můžete do obvodu přidat tranzistor s efektem pole nebo běžný tranzistor. Na výstupu bude možné získat až 10A, nastavený nízkoodporovým odporem. V tomto diagramu přebírá hlavní zátěž tranzistor KT825.
Dalším způsobem je instalace analogu s vyššími technickými vlastnostmi na větší chladicí systém.
Jako radioamatér s 20letou praxí mě těší sortiment prodávaných hotových bloků a modulů. Nyní můžete sestavit jakékoli zařízení z hotových bloků v minimálním čase.
Začal jsem ztrácet důvěru v čínské výrobky poté, co jsem v „Tank Biatlon“ viděl, jak upadlo kolo nejlepšího čínského tanku.
Čínské internetové obchody se staly lídry v sortimentu napájecích zdrojů, DC-DC měničů proudu a ovladačů. K volnému prodeji mají téměř všechny moduly, při pozornějším pohledu najdete i velmi úzce specializované. Například za 10 000 000 rublů můžete sestavit spektrometr v hodnotě 100 000 rublů. Kde 90 % ceny tvoří přirážka za značku a mírně upravený čínský software.
Cena začíná od 35 rublů. pro DC-DC měnič napětí je ovladač dražší a má dva nebo tři trimovací odpory místo jednoho.
Pro všestrannější použití je lepší nastavitelný driver. Hlavním rozdílem je instalace proměnného odporu v obvodu, který nastavuje výstupní ampéry. Tyto charakteristiky mohou být uvedeny v typických schématech zapojení ve specifikacích pro mikroobvod, datovém listu, datovém listu.
Slabými místy takových ovladačů je zahřívání induktoru a Schottkyho diody. V závislosti na modelu PWM řadiče snesou 1A až 3A bez dodatečného chlazení čipu. Pokud je nad 3A, pak je potřeba chlazení PWM a výkonná Schottkyho dioda. Tlumivka se převine silnějším drátem nebo se vymění za vhodný.
Účinnost závisí na provozním režimu a rozdílu napětí mezi vstupem a výstupem. Čím vyšší je účinnost, tím nižší je ohřev stabilizátoru.
Cena je velmi nízká, vzhledem k tomu, že doprava je zahrnuta v ceně. Kdysi jsem si myslel, že kvůli produktu, který stojí 30-50 rublů, se Číňané ani neušpiní; je to hodně práce za nízký příjem. Ale jak ukázala praxe, mýlil jsem se. Zabalí jakékoli levné nesmysly a pošlou je. Dorazí v 98% případů a nakupuji na Aliexpressu více než 7 let a za velké částky, pravděpodobně již asi 1 milion rublů.
Objednávám proto předem, většinou 2-3 kusy stejného jména. Na místním fóru nebo Avitu prodávám, co nepotřebuji, všechno se prodává jako teplé rožky.
Princip pulzně šířkového modelování (PWM) je znám již dlouhou dobu, ale v různých obvodech se začal používat poměrně nedávno. Je klíčovým bodem pro provoz mnoha zařízení používaných v různých oborech: nepřerušitelné zdroje různých výkonů, frekvenční měniče, napěťové, proudové nebo otáčkové řídicí systémy, laboratorní frekvenční měniče atd. Výborně se osvědčil v automobilovém průmyslu a ve výrobě jako prvek pro řízení chodu servisních i výkonných elektromotorů. PWM regulátor se osvědčil při práci v různých obvodech.
Podívejme se na několik praktických příkladů, které ukazují, jak můžete regulovat rychlost otáčení elektromotoru pomocí elektronických obvodů, které obsahují regulátor PWM. Předpokládejme, že potřebujete změnit otáčky elektromotoru v topném systému vašeho auta. Docela užitečné vylepšení, ne? Zejména mimo sezónu, kdy chcete plynule regulovat teplotu v kabině. Stejnosměrný motor instalovaný v tomto systému umožňuje měnit otáčky, je však nutné ovlivnit jeho EMF. Pomocí moderních elektronických prvků lze tento úkol snadno splnit. K tomu je v motoru zapnut výkonný tranzistor s efektem pole. Ovládá ho, jak už asi tušíte, PWM, s jehož pomocí můžete měnit otáčky elektromotoru v širokém rozsahu.
Jak funguje PWM regulátor v obvodech V tomto případě je použito trochu jiné schéma ovládání, ale princip činnosti zůstává stejný. Jako příklad můžeme uvažovat provoz frekvenčního měniče. Taková zařízení jsou široce používána ve výrobě k regulaci otáček motorů. Pro začátek je trojfázové napětí usměrněno pomocí Larionova můstku a částečně vyhlazeno. A teprve poté je přiváděn do výkonné bipolární sestavy nebo modulu založeného na tranzistorech s efektem pole. Je řízen zařízením na bázi mikrokontroléru. Generuje řídicí impulsy, jejich šířku a frekvenci nutnou pro generování určité rychlosti elektromotoru.
Bohužel, kromě dobrých výkonových charakteristik, obvody, které používají PWM regulátor, obvykle zažívají silný šum v napájecím obvodu. To je způsobeno přítomností indukčnosti ve vinutí elektromotorů a samotného vedení. Bojují s tím širokou škálou obvodových řešení: instalujte výkonné přepěťové ochrany do střídavých obvodů nebo instalujte volnoběžnou diodu paralelně s motorem do stejnosměrných napájecích obvodů.
Takové obvody se vyznačují poměrně vysokou provozní spolehlivostí a jsou inovativní v oblasti řízení elektrických pohonů různých výkonů. Jsou poměrně kompaktní a dobře se ovládají. Nejnovější modifikace takových zařízení jsou široce používány ve výrobě.
